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有源电力滤波器谐波电流检测方法的研究

来源：知库网

ELECTRICDRIVE2015Vol.45No.3电气传动2015年第45卷第3期

有源电力滤波器谐波电流检测方法的研究

谷雪连，钱伟康

（上海理工大学光电信息与计算机工程学院，上海200093）

摘要：有源电力滤波技术是治理谐波污染问题最有效的手段之一。提出了一种有源电力滤波器谐波电流的检测方法，其不仅可以快速检测出基波有功分量，还可实现谐波有功分量的检测。用MatLab/Simulink仿真研究了谐波电流的检测效果，并搭建了有源电力滤波器实验电路,进行了实验验证。实验结果证明了提出的谐波电流检测方法的有效性。

关键词：有源电力滤波器；谐波检测；有功分量中图分类号：TN713

文献标识码：A

ResearchontheHarmonicCurrentDetectionMethodofActivePowerFilter

GUXue⁃lian，QIANWei⁃kang

（SchoolofOptical⁃electricalandComputerEngineering，UniversityofShanghaiforScienceandTechnology，Shanghai200093，China）

Abstract:Oneoftheeffectivemeanstocontrolharmonicpollutionisactivepowerfilter（APF）technology.A

methodfordetectingharmoniccurrentactivecomponentswasproposed，Itnotonlycanquicklydetectthefundamentalactivecomponent，butalsocanachievethedetectionofharmonicactivecomponent.Theeffectsofharmoniccurrentexperimentalverification.Experimentalresultsdemonstratetheeffectivenessofharmoniccurrentdetectionmethod.

Keywords:activepowerfilter；harmonicdetection；activecomponent

detectionwasresearchedbyMatlab/Simulink，thentheexperimentalcircuitofactivepowerfilterwasbuilttogetthe

1引言

基于瞬时无功理论的p-q法、ip-iq法不但适用于三相系统，改进后也可用于单相系统［5］。p-q法的缺点是，当电网电压有畸变时，检测的电流会有误差。ip-iq法虽可解决上述问题，但低通滤波器的性能对其检测精度和系统延时的影响较大。

用正弦信号的方法由于需要整合，产生较大的延时，因此只适用于负载变化比较缓慢的情况。

基于小波变换的检测方法具有良好的时频局部变化特性，小波包变换基于小波变换，能够实现信号频率带的均匀划分［6］，但计算比较繁琐且有频率混叠的问题存在。

论文提出了一种谐波电流有功分量检测算法，该算法的原理是利用一组采样电流信号序列与一组预存正弦序列做差，从而获得一组新的数据序列。再利用已知的方法，计算出新旧两组数据序列分别对应的基波幅度，只需根据两个基波

随着非线性负载的日益增加，电力系统中谐

波污染问题变得日益突出。进行常用的治理谐波技术手段均要求能够精确测量基波或谐波信号［1］。在有源滤波器中，消除负载谐波电流与无功电流需要精确测量负载电流瞬时基波有功分量值，再根据检测到的瞬时基波有功分量值计算得到补偿电流，同时驱动补偿电路工作［2］。

目前检测电流基波有功/无功分量的常用方法有基于快速傅里叶变换的算法，基于瞬时无功功率理论的p-q法、ip-iq法，正弦信号法以及基于小波变换的算法等［3-4］。

基于快速傅里叶变换的算法要求严格同步采样，采样点数为基波的整数倍，否则会造成频率泄漏，致使所得频率幅值不准确，相位误差很大。

作者简介：谷雪连（1989-），女，硕士在读，Email：*********************

幅度［7］，以及原始信号基波幅度与初相角的关系，即得原始信号基波的有功分量。另外，此法也可检测谐波分量。计算结果和仿真效果证明了该算法的有效性。

流iL的基波幅值a1以及计算所得序列i1的基波幅值V1f与预设的基波幅值Vm共同带入式（7），可得原

2谐波电流检测方法

2.1

基波有功分量的检测

假设系统电压为无畸变的正弦信号

Usin(ω1t)，采样的原始电流信号为iL，如下式：

iL=a1sin(ω1t+ϕ1)+a2sin(ω2t+ϕ2)+

+ansin(ωnt+ϕn)

=åaksin(ωkt+ϕk)

k=1n

始电流iL序列所含基波瞬时有功分量系数a1cosϕ1，进而得到基波瞬时有功分量ip=a1cosϕ1sin(ω1t)。2.2

谐波有功分量的检测

同理可知，在检测j次谐波时，令

Vnj=Vmsin(jω1t)

j-1

用iL减去Vnj得到新的序列ij，

k=1n

（8）

ij=åaksin(ωkt+ϕk)+ajsin(jω1t+ϕj)+

aksin(ωkt+ϕk)-Vmsin(jω1t)åk=j+1

（9）

（1）

ak为k次谐波的幅度a1为基波幅度；式中：（峰值）；

ωk为k次谐波频率；ω1为基波频率；ϕ1为基波相位；ϕk为k次谐波的相位。

其中ij的j次谐波分量是ijf，

ijf=ajsin(jω1t+ϕj)-Vmsin(jω1t)

ajcos(jω1t)sinϕj

=ajsin(jω1t)cosϕj-Vmsin(jω1t)+

首先看基波电流有功分量的检测，需要检测的电流成分为if，如下式：

if=a1sin(ω1t+ϕ1)

（10）

设ijf的幅值为Vjf，则

Vjf=(ajcosϕj-Vm)2+(ajsinϕj)2

2=a2j+Vm-2ajVmcosϕj

=a1cosϕ1sin(ω1t)+a1sinϕ1cos(ω1t)（2）

基波电流if的第1部分为基波有功分量ip，第2部

（11）

分为基波无功分量iq。

可得

a1+Vm-Vjf2

ajcosϕj=

2Vm

预设的基波电流峰值定为Vm，根据同步锁相装置得到与系统电压同步的正交序列sin(ω1t)，乘以Vm得到序列Vn，也即

Vn=Vmsin(ω1t)用iL减去Vn，得到新的序列i1，

nk=2

（12）

（3）

sin(jω1t)的乘积，可以得到一组新的数据序列ij，

与检测基波的过程类似，每采样到电流iL时，

令其减去预设的j次谐波幅值Vm和本采样时刻的分别计算此两组数据的j次谐波幅值后可最终计

i1=a1sin(ω1t+ϕ1)+åaksin(ωkt+ϕk)-i1的基波分量是i1f，

i1f=a1sin(ω1t+ϕ1)-Vmsin(ω1t)=a1sin(ω1t)cosϕ1-Vmsin(ω1t)+a1cos(ω1t)sinϕ1

设i1f的幅值为V1f，则

Vmsin(ω1t)

（4）

算出原始电流iL序列所含j次谐波瞬时有功分量，

也即ajcosϕjsin(jω1t)。2.3

基波电流幅值的选择

检测j次谐波时，有多种方案可供选择预设幅值Vm。对实时性要求较低的场合，可在每次开

（5）

始采样数据序列前确定预设幅值Vm，这样，当频

Vmsin(ωjt)能够在各个采样点采样结率ω已知时，

束之后再做乘法和减法运算。

对实时性要求较高的场合，如为了满足APF工

V1f=(a1cosϕ1-Vm)2+(a1sinϕ1)2

=a+V-2a1Vmcosϕ1

（6）

作中对实时性的要求，采用滑动平移法来对数据进行处理。这样，由于所采集的数据使用次数等于每组参与计算的序列所包含的数据点数，基波幅值Vm不得改变，因此只有采用固定值的办法。Vm值

根据上述等式可以得到如下结果：

222

a1+Vm-V1fa1cosϕ1=

2Vm

（7）

可见，每采样到电流iL时，令其减去预设的基波幅值Vm和本采样时刻的sin(ω1t)的乘积，可以得

到一组新的数据序列i1，分别计算采样得到的电42

要改变时，须丢弃之前的数据重新采样。

而Vm的大小应当选取尽量接近ajcosϕj的整

数值，这样能够同时保证计算的快速性与准确

性，保证误差在一个合理范围内。

3.3

3计算验证

3.1

a5=1A，ϕ5=π/3，ω1=50×2π，ϕ1=π/6，10A，为测量5

含谐波时测量谐波电流的情况

令iL=a1sin(ω1t+ϕ1)+a5sin(5ω1t+ϕ5)，取a1=

对论文提出的检测方法进行检测验证。不含谐波时测量基波电流的情况

ω1=50×2π，令iL=a1sin(ω1t+ϕ1)，取a1=10A，

次谐波电流，采样频率取5.95kHz，采样时间取

0.4s。当Vm分别取1A，0.5A，2A时，计算结果如表3所示。

表3

Vm/A120.5

Tab.3a1/A含谐波时测量谐波电流的情况V5f/Acosϕ1

a1cosϕ1

ϕ1=π/6，采样频率取1.19kHz，采样时间取0.4s。

当Vm分别取10A，5A，20A时，计算结果见表1。

表1

不含谐波时测量基波电流的情况V1f/Acosϕ1

a1cosϕ1

Vm/A10205Tab.1a1/AThefundamentalcurrentwithoutharmoniccontent5.174612.3896.1944

0.86608.656978.655978.66107Theharmoniccurrentwithharmoniccontent误差/%0

0.999651.73140.86572

0.500180.500000.500560.500000.499820.50038误差/%-0.04-0.040.010.999650.999650.999659.99659.99659.9965-0.040.070.865900.86641可以看出，只要保证基波幅度检测的精确度，即可使此法的基波/谐波有功电流检测的精确度较高。

3.2

a5=1A，ϕ5=π/3，ω1=50×2π，ϕ1=π/6，10A，采样频率取1.19kHz，采样时间取0.4s。当Vm分别取10A，

含谐波时测量基波电流的情况

令iL=a1sin(ω1t+ϕ1)+a5sin(5ω1t+ϕ5)，取a1=

5A，20A时，计算结果如表2所示。

Tab.24仿真和实验结果

4.1

仿真结果

为了验证控制策略的正确性，按照设计电路搭建了仿真模型［8-9］，如图1所示，采用三相晶闸管整流器作为谐波源，采用的是三相4线制4桥臂式系统。图2为a相含谐波电流波形，图3为补偿后a相电流波形，图4为a相补偿电流波形。

表2含谐波时测量基波电流的情况

Vm/A10205

a1/AThefundamentalcurrentwithharmoniccontent5.174612.3896.1944V1f/A0.866070.865900.86641cosϕ18.656978.655978.66107a1cosϕ1误差/%-0.04-0.040.019.99659.99659.9965图1

Fig1

仿真模型框图

Thediagramofsimulationmodel

图2a相谐波电流波形

Fig.2

Waveformofaphaseharmoniccurrent

图6

Fig.6

负载变化实验波形

Theexperimentalwaveformswhenloadvariation

图3

Fig.3

补偿后的a相电流波形

5结论

Waveformofaphasecurrentaftercompensation

从仿真结果和实验结果可知，当负载发生变

化时，所设计的APF可以很好地补偿谐波电流，说明了所提方法的有效性和准确性，也验证了所设计有源电力滤波器的有效性。

参考文献图4

Fig.4

a相补偿电流波形

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Waveformofaphasecompensationcurrent

从仿真结果可以看出当负载发生变化时，所设计的APF可以很好地跟踪控制补偿谐波电流，且补偿后的电流正弦化非常明显。说明了所提方法的有效性和准确性。4.2

实验结果

实验室采用三相晶闸管整流器作为谐波源，电流大小为5A，IGBT运行频率为15kHz［10］，

APF运行后，a相结果如图5和图6所示。

图5

Fig.5

样机补偿波形

Thecompensationwaveformsofprototype

实验结果表明，当负载发生变化时，所设计的APF可以可以很好地补偿谐波电流，且补偿后的电流正弦化也非常明显。44

收稿日期：2014-04-26修改稿日期：2014-12-23

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