电力电子技术
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．１１Ｎｏｖｅｍｂｅｒ，２００７
背靠背四象限变流器的控制系统设计
刘
刚１，陈
涛２，严干贵２，刘文华１
（１．清华大学，北京１０００８４；２．东北电力大学，吉林吉林１３２０１２）
摘要：介绍了背靠背四象限变流器控制系统的设计方案。整个控制系统由上层功率控制策略和底层ＰＷＭ控制
构成。在建立了背靠背四象限变流器在两相同步旋转坐标系下动态模型的基础上，提出了基于反馈线性化的非线性解耦控制器，并为背靠背两侧变流器分别设计了定直流电压和定有功、无功功率控制器。底层控制方面，设计了基于用于脉冲信号发生。最后给出了整个控ＦＰＧＡ的空间矢量调制脉冲发生器。ＦＰＧＡ接收来自ＤＳＰ的ＰＷＭ控制参数，制系统的硬件结构，并在３０ｋＶＡ／３８０Ｖ背靠背物理样机上进行了试验验证。
关键词：变流器；控制系统；矢量；脉宽调制中图分类号：ＴＭ４６
文献标识码：Ａ
文章编号：１０００－１００Ｘ（２００７）１１－０００１－０３
ＤｅｓｉｇｎｏｆＣｏｎｔｒｏｌＳｙｓｔｅｍｆｏｒＢａｃｋ－ｔｏ－ＢａｃｋＦｏｕｒ－ＱｕａｄｒａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ
ＬＩＵＧａｎｇ１，ＣＨＥＮＴａｏ２，ＹＡＮＧａｎ－ｇｕｉ２，ＬＩＵＷｅｎ－ｈｕａ１
（１．ＴｓｉｎｇｈｕａＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｂｅｉｊｉｎｇ１０００８４，Ｃｈｉｎａ；２．ＮｏｒｔｈｅａｓｔＤｉａｎｌｉＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｊｉｌｉｎ１３２０１２，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅｄｅｓｉｇｎｏｆｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍｆｏｒｂａｃｋ－ｔｏ－ｂａｃｋｆｏｕｒ－ｑｕａｄｒａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．Ｔｈｅｗｈｏｌｅｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓ－ｔｅｍｗａｓｍａｄｅｕｐｏｆｕｐｐｅｒｐｏｗｅｒｃｏｎｔｒｏｌａｎｄｂｏｔｔｏｍＰＷＭｃｏｎｔｒｏｌ．Ｔｈｅｓｔａｔｅｓｐａｃｅｍｏｄｅｌｏｆｔｈｅｂａｃｋ－ｔｏ－ｂａｃｋｆｏｕｒ－ｑｕａｄｒａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗａｓｄｅｖｅｌｏｐｅｄｉｎｔｈｅｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｄ，ｑｆｒａｍｅ．Ｂａｓｅｄｏｎｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｅｄｍｏｄｅｌ，ａｎｏｎｌｉｎｅａｒｄｅｃｏｕｐｌｅｄｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｗａｓｄｅｓｉｇｎｅｄｕｓｉｎｇｔｈｅｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｏｆｆｅｅｄｂａｃｋ．Ｆｏｒｏｎｅｓｉｄｅｏｆｔｈｅｂａｃｋ－ｔｏ－ｂａｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｙｓｔｅｍ，ｔｈｅｎｏｎｌｉｎｅａｒｔｈｅｎｏｎｌｉｎｅａｒｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｗａｓｕｓｅｄｔｏｃｏｎｔｒｏｌｔｈｅｔｒａｎｓ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｗａｓｕｓｅｄｔｏｃｏｎｔｒｏｌｔｈｅＤＣ－ｌｉｎｋｖｏｌｔａｇｅ．Ｆｏｒａｎｏｔｈｅｒｓｉｄｅ，
ＳＶＭ）ｗａｓｐｒｅｓｅｎｔｅｄ．Ｃｏｏｐｅｒ－ｆｅｒｒｅｄａｃｔｉｖｅａｎｄｒｅａｃｔｉｖｅｐｏｗｅｒ．ＡＦＰＧＡ－ｂａｓｅｄｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｓｐａｃｅｖｅｃｔｏｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（
，ＤＳＰ）ｔｈｅＦＰＧＡｗａｓｄｅｄｉｃａｔｅｄｔｏｇｅｎｅｒａｔｉｎｇＰＷＭｇａｔｉｎｇｓｉｇｎａｌｓ．Ｔｈｅｄｅｖｅｌｏｐｅｄａｔｅｄｗｉｔｈｔｈｅｄｉｇｉｔａｌｓｉｇｎａｌｐｒｏｃｅｓｓｏｒ（
ｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍｗａｓｖｅｒｉｆｉｅｄｕｓｉｎｇｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｒｅｓｕｌｔｓｏｎａ３０ｋＶＡ／３８０Ｖｂａｃｋ－ｔｏ－ｂａｃｋｐｒｏｔｏｔｙｐｅｓｙｓｔｅｍ．
ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｃｏｎｔｒｏｌｓｙｓｔｅｍ；ｖｅｃｔｏｒ；ｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＫｅｙｗｏｒｄｓ：
１
引言
随着电力电子技术的进步，各种ＡＣ／ＤＣ，ＤＣ／ＡＣ
变流器广泛应用于各个领域。背靠背四象限变流器以其功率控制灵活、输出谐波含量小等诸多优点，在轻型直流输电、柔性交流输电等诸多领域中获得了广泛的应用。其整体性能取决于对四象限变流器双向传输功率稳定、快速的控制［１］。
设计的背靠背四象限变流器控制系统由上层功率控制和底层ＰＷＭ控制构成。上层控制策略保证背靠背四象限变流器系统快速、稳定和精确地完成功率交换。基于背靠背四象限ＶＳＣ两相同步旋转坐标系下的动态数学模型，采用反馈线性化的方法，设计了非线性解耦控制器，实现功率交换的解耦控制。
底层ＰＷＭ控制对于变流器的输出性能和稳定性也非常重要。空间矢量调制（适合于数字化ＳＶＭ）实现，电压利用率比ＳＰＷＭ高１５％，因此得到了广泛的应用［２］。这里采用ＦＰＧＡ与ＤＳＰ配合的方法，
定稿日期：２００７－０６－０４作者简介：刘
刚（１９８２－），男，江苏徐州人，硕士研究生，研究方向为柔性输配电。
ＦＰＧＡ实现ＳＶＭ脉冲，ＤＳＰ专门实现上层功率控制功能，从而解决了ＳＶＭ算法占用ＤＳＰ计算资源过多的问题，提高了控制器的速度和精度。对提出的上层控制策略和ＳＶＭ脉冲发生器在
结３０ｋＶＡ／３８０Ｖ背靠背物理样机上进行了实验验证。
果证明，基于反馈线性化的控制系统响应速度快，性能稳定，能够独立调节与系统的有功、无功交换，且
稳定性好。ＳＶＭ脉冲精确度高、
２
背靠背四象限变流器模型
图１示出背靠背四象限电压源型变流器（ＶＳＣ）
的模型。
图１背靠背四象限ＶＳＣ的模型
系统由两个四象限电压源型变流器ＶＳＣ１，直流侧电容器Ｃ１，电抗器Ｌ１，其中ＶＳＣ２、Ｃ２，Ｌ２构成，Ｃ１，Ｃ２提供电压支撑并减小直流侧谐波，Ｌ１，Ｌ２用于滤除输出电流谐波。通常Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ，忽略变Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ，
流器并联损耗，变流器串联及线路的损耗用等效电
１第４１卷第１１期２００７年１１月
电力电子技术
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．１１Ｎｏｖｅｍｂｅｒ，２００７
阻Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ表示。
根据图１可得到背靠背四象限ＶＳＣ系统交流侧在三相静止ａ，ｂ，ｃ坐标系下的动态微分方程为：
Ｌｄｉａ１／ｄｔ＋Ｒｉａ１＝ｕｓａ１－ｕｉａ１!
#Ｌｄｉｂ１／ｄｔ＋Ｒｉｂ１＝ｕｓｂ１－ｕｉｂ１#Ｌｄｉｃ１／ｄｔ＋Ｒｉｃ１＝ｕｓｃ１－ｕｉｃ１\"
Ｌｄｉａ２／ｄｔ＋Ｒｉａ２＝ｕｉａ２－ｕｓａ２#
Ｌｄｉｂ２／ｄｔ＋Ｒｉｂ２＝ｕｉｂ２－ｕｓｂ２#
Ｌｄｉｃ２／ｄｔ＋Ｒｉｃ２＝ｕｉｃ２－ｕｓｃ２$
式中ｉａ１，—交流系统ＡＣ１，ｉａ１——ＡＣ２的ａ相电流
—ＡＣ１，ｕｓａ１，ｕｓａ２——ＡＣ２的ａ相相电压—ＶＳＣ１，ｕｉａ１，ｕｉａ２——ＶＳＣ２交流侧ａ相相电压
系统的无功交换可独立完成。
３
基于反馈线性化的功率控制策略
（１）
由模型分析可知，ｄ，ｑ坐标系的背靠背四象限
通过控制ｉｄ和ｉｑ达ＶＳＣ系统可分解成两个子系统，
到控制交换有功功率ｐ和无功功率ｑ的目的。因此，控制器将以ｉｄ和ｉｑ解耦控制为核心，为两端ＶＳＣ设计定直流电压控制器和定有功功率和定无功功率控制器。在此，整个控制系统分为内环和外环控制，内环控制解决电流的快速跟踪控制问题，而外环控制用于确定ｉｄ和ｉｑ参考值的大小。３．１
内环控制
同理定义ｂ，ｃ相变量。直流侧电压动态方程为：
（ＣｄＵｄｃ／ｄｔ＝ｉ０１－ｉ０２２）只考虑ＰＷＭ电压脉冲的基波分量，对式（作１）并代入式（，可得到背靠背四象限ＶＳＣＰａｒｋ变换，２）系统ｄ，ｑ坐标下的６维耦合非线性方程（ｄ轴与交流系统电压的矢量重合）：ｄｉｄ１%!&ｄｔ#&#ｄｉｑ１&ｄｔ#&#ｄＵｄｃ&#’ｄｔ\"ｄｉｄ２%#&ｄｔ#&ｄｉｑ２#&ｄｔ#&ｄＵｄｃ#&$’ｄｔ－Ｒ(%)&Ｌ)&－ω＝&１))&ｕｉｄ１)&
ＣＵｄｃ*’(%－Ｒ)&Ｌ)&－ω＝&２))－ｕｉｄ２)&&ＣＵｄｃ*’
ω１－Ｒ
Ｌｕｉｑ１ＣＵｄｃω２－ＲＬ－ｕｉｑ２ＣＵｄｃ
ｕｉｄ１－ｕｓｄ１%０(
)ｉｄ１(&Ｌ%
&ｕｉｑ１))０&－ｉｑ１)&)&Ｌ)Ｕｄｃ*&’&ｉ０２０)
’Ｃ*
ｕｓｄ２－ｕｉｄ２%０(
)ｉｄ２(&Ｌ%
&－ｕｉｑ２)&０)－ｉｑ２)&)&Ｌ)Ｕｄｃ*&－ｉ０１’&０)
’Ｃ*
(
)))))
*（）
３()))))*
根据多输入多输出非线性系统反馈线性化的方将式（中ＶＳＣ１侧非线性状态方程（为叙述方法［３］，３）便省去下标）改写成两输入两输出非线性系统：
－Ｒｘ＋ω!%ｘ２－ｕｓｄ(１
#&ＬＬ)#&－ωｋｘ０，ｋｘ１
ｘ１－Ｒｘ２)Ｘ＝&＋－３，#)ＬＬＣ#&)Ｉｄｃ&)－\"’Ｃ*
Ｔ#
ｋｘ２#０，－ｋｘ３，ｕ２
ＬＣ#
（#ｙ１Ｘ）＝ｘ１
Ｙ＝＝ｈ１（
ｈ２Ｘ）ｘ２$ｙ２
,-ｕ＋
１
Ｔ
（６）
,-,-,-,-Ｔ,式中Ｘ———状态向量，Ｘ＝,ｘ１，ｘ２，ｘ３-＝ｉｄ，ｉｑ，Ｕｄｃ
Ｔ-Ｔ,Ｔ
—输入向量，，Ｕ——Ｕ＝,ｕ１，ｕ２-＝ｍｃｏｓδｍｓｉｎδ-—ＶＳＣ的调制比ｍ——
—与ＰＷＭ算法的直流电压利用率有关的坐标变ｋ——
换系数
—交流系统相电压与ＶＳＣ输出的交流基波相电δδ１，２——
压相角差
Ｔ,—输出向量，Ｙ——Ｙ＝,ｙ１，ｙ２-＝ｉｄ，ｉｑ
Ｔ-式中ｉｄ１，—两端交流线路电流的ｄ，ｉｄ２，ｉｑ１，ｉｑ２——ｑ轴分量
—ＶＳＣ１，ｕｉｄ１，ｕｉｄ２，ｕｉｑ１，ｕｉｑ２——ＶＳＣ２交流侧电压的ｄ，ｑ轴分量
—ＡＣ１，ｕｓｄ１，ｕｓｄ２——ＡＣ２系统电压的ｄ轴分量
根据功率守衡定律，有：
ｐｃ１＝ｕｉａ１ｉａ１＋ｕｉｂ１ｉｂ１＋ｕｉｃ１ｉｃ１＝Ｕｄｃｉ０１ｐｃ２＝ｕｉａ２ｉａ２＋ｕｉｂ２ｉｂ２＋ｕｉｃ２ｉｃ２＝Ｕｄｃｉ０２
+（４）
式中ｐｃ１，—ＶＳＣ１，出）的有功功率ｐｃ１——ＶＳＣ２交流侧流入（
——直流侧电压Ｕｄｃ——ＶＳＣ１，入）的电流ｉ０１，ｉ０２——ＶＳＣ２直流侧流出（
引入反馈律ｕ＝#（可由控ｘ）ｘ）＋$（ｖ坐标变换后，
制基本理论，对ｉｄ和ｉｑ的跟踪采用比例调节器，即：
ｖ１＝ｋ１（ｚ１ｒｅｆ－ｚ１）＝ｋ１（ｉｄｒｅｆ－ｉｄ）
（７）
ｖ２＝ｋ２（ｚ２ｒｅｆ－ｚ２）＝ｋ２（ｉｑｒｅｆ－ｉｑ）
+式中ｚ１ｒｅｆ，—输出量ｚ１，ｚ２ｒｅｆ——ｚ２的参考值
—电流ｉｄ，ｉｄｒｅｆ，ｉｑｒｅｆ——ｉｑ的参考值
忽略交流线路和变流器内部损耗，ｄ，ｑ坐标系
的系统功率传输方程为：
ｐｓ１，２＝ｕｓｄ１，２ｉｄ１，２
（５）
ｑｓ１，２＝ｕｓｄ１，２ｉｑ１，２
式（和式（便构成了背靠背四象限ＶＳＣ系３）５）统在ｄ，ｑ坐标系的数学模型。
由式（可知，为了控制给定的功率传输，背靠５）
背四象限ＶＳＣ系统一侧变流器可采用定直流电压控制，另一侧变流器可直接采用定有功功率控制，有功功率设定值的符号反映传输方向。而ＶＳＣ与交流
+比例系数ｋ１，这ｋ２的大小决定系统的响应速度。
样，等效系统的闭环传递函数为：
Ｉｄ（ｓ）＝ｋ１!）Ｇｓ＝ｄ（#Ｉｄｒｅｆ（ｓ）ｋ１＋ｓ（８）\"
（）Ｉｋｓｑ２#Ｇｑ（ｓ）＝＝Ｉｑｒｅｆ（ｓ）ｋ２＋ｓ$
此时闭环系统等效为惯性环节。３．２
外环控制及控制系统结构
要保持直流电压恒定，需使流入和流出ＶＳＣ的功率平衡。由式（可知，对于ＶＳＣ１侧，要使Ｕｄｃ恒５）
２
背靠背四象限变流器的控制系统设计
定，须控制ｉｄ１恒定，因而选用直流电压误差进行ＰＩ控制，有功电流的参考值为：
ｋ
ｉｄｒｅｆ＝ｋｄｃｐ＋ｄｃｉ（ｕｄｃｒｅｆ－Ｕｄｃ）
ｓ!\"（９）
式中ｋｄｃｐ，——ＰＩ调节器的比例和积分系数ｋｄｃｉ—主要标。图５示出一端ＶＳＣ控制系统硬件结构图，
由控制器单元、同步单元、保护单元、测量单元等电路组成。
（控制器由ＤＳＰ和ＦＰＧＡ构成，二者之间通１）过Ｉ／Ｏ端口相连。ＤＳＰ负责：①接收上层ＰＣ控制器发出的控制命令；②对测量单元输出的三相系统电压、输出电流、直流电压进行采样；③实现反馈线性化控制算法；④将ＰＷＭ控制参数送出给ＦＰＧＡ。
①电压相位的同步；②两电平空间矢量ＦＰＧＡ负责：
④ＰＷＭ脉冲发生；③控制系统的故障保护逻辑；
最小开通和最小关断处理。ＰＷＭ脉冲的死区、
（同步单元电路。三相３８０Ｖ／５０Ｈｚ交流电压经２）
图２示出ＶＳＣ１定直流电压控制系统结构，其中
ｑｒｅｆ１和Ｕｄｃｒｅｆ为被控量的参考输入。
图２定直流电压控制系统结构
定有功功率ｐｒｅｆ或无功功率ｑｒｅｆ控制时，由式（可得到电流ｉｄ，５）ｉｑ的参考值为：
（ｉｑｒｅｆ＝ｑｒｅｆ／ｕｓｄ，ｉｄｒｅｆ＝ｐｒｅｆ／ｕｓｄ１０）
图３示出ＶＳＣ２定有功功率和无功功率控制系统结构。此时ｐｒｅｆ２和ｐｒｅｆ２为被控量的参考输入。
隔离变压器电路、模拟带通滤波器、过零点检测电路得到５０Ｈｚ的方波同步信号。
（保护单元电路主要包括直流过压和欠压、交３）流过压、直流电流过流、交流电流过流、ＩＧＢＴ故障、同步信号故障、控制器内部故障处理电路等。
（４）测量单元电路主要包括直流电压、交流电压、直流电流和交流电流调理电路。
图３定有功功率和定无功功率控制系统结构
４基于ＦＰＧＡ的ＳＶＭ脉冲实现
设计中采用基于参考电压分解的ＳＶＭ算法［４］，
可以解决ＳＶＭ算ＦＰＧＡ专门用于脉冲信号的发生，
法占用ＤＳＰ计算资源过多的问题，并可以实现较高的开关频率。图４给出了ＦＰＧＡ实现ＳＶＭ脉冲的功能框图。ＳＶＭ的采样计算由采样触发信号ＳＴｒｉｇ的上升沿控制。
图５ＶＳＣ控制系统硬件结构图
６
实验结果分析
图４基于ＦＰＧＡ的ＳＶＭ脉冲发生器功能框图
５背靠背四象限ＶＳＣ控制系统结构
为验证上述控制策略和控制系统的正确性，进行了有功功率流向控制实验。图６ａ示出ｐｓ２由１０ｋＷ跃变为－１０ｋＷ，即由ＶＳＣ１向ＶＳＣ２输电跃变为ＶＳＣ２向ＶＳＣ１输电时，直流电压Ｕｄｃ和输出ａ相电流ｉａ及电压ｕａ的响应波形。由实验结果可知，装置在约１０ｍｓ响应时间内完成有功传送的逆转；在参考有功功率流向发生改变时，功率的瞬时不平衡引起电容充电，ＶＳＣ１端控直流电压抑制了Ｕｄｃ的上升。为保证装置可靠运行，对控制量进行了限幅处理，因而装置控制直流电压的响应较慢，约为１００ｍｓ。图６ｂ，图６ｂｃ示出参考功率跟踪控制实验结果。为ｐｓ２由０跃变为－１５ｋＷ时ＶＳＣ２侧ｉａ和（下转第８页）
３背靠背四象限ＶＳＣ两端能独立控制，因而可使用两套一样的硬件电路通过编程完成不同的控制目
第４１卷第１１期２００７年１１月
电力电子技术
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏｌ．４１，Ｎｏ．１１Ｎｏｖｅｍｂｅｒ，２００７
用了同一个控制电路，节约了成本，缩小了体积。时将电路和市电断开。
５
实验结果
６
结论
为了验证所提出的电路方案，在一台ＡＣ／ＤＣ整流模块样机上进行了实验。该模块后级ＤＣ／ＤＣ采用了移相全桥技术，模块的输出电压Ｕｏ＝５６Ｖ；Ｃａ＋Ｃｂ＝１９００!Ｆ，其中Ｃａ＝２２０!Ｆ，Ｃｂ＝１６８０!Ｆ，采用３个５６０!Ｆ／４５０Ｖ直流电容并联；设定Ｕｎ＝３８０Ｖ，Ｕｎｍｉｎ＝
负载为２３００Ｗ。３００Ｖ，
若前级ＡＣ／ＤＣ电路采用传统的ＰＦＣ电路，在断电时保持ＶＱ２始终关断，则实验波形ＶＱ３始终导通，如图６ａ所示，市电在９０°电角度处断电，测量输出电压Ｕｏ开始下跌，维持时间结束时刻，测得Ｕｏ的维持时间Ｔｈ≈２１ｍｓ。
提出了一种新型的前端电压变换器电路。该电
路只需在传统的ＢｏｏｓｔＰＦＣ电路基础上增加两个小的ＭＯＳＦＥＴ管，就实现了维持时间的扩展。电路结构简单，无需增加额外的控制线路。实验证明了电路的可行性，为ＡＣ／ＤＣ电路的高功率密度化提供了一种有效途径。
参考文献
［１］ＹａｎｇＢ，ＸｕＰ，ＬｅｅＦＣ．ＲａｎｇｅＷｉｎｄｉｎｇｆｏｒＷｉｄｅＩｎｐｕｔ
ＲａｎｇｅＦｒｏｎｔＥｎｄＤＣ／ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ａ］．１６ｔｈＩＥＥＥＡｐｐｌｉｅｄＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．ＡｎａｈｅｉｍＵＳ，２００１：４７６～４７９．［２］
ＵＳＰａｔｅｎｔ６５０４４９７Ｂ２．Ｈｏｌｄ－ＵｐＴｉｍｅＥｘｔｅｎｓｉｏｎＣｉｒｃｕｉｔ［Ｐ］．２００３．Ｊａｎｕａｒｙ７，
［３］ＸｉｎｇＹ，ＨｕａｎｇＬ，ＣａｉＸ，ｅｔａｌ．ＡＣｏｍｂｉｎｅｄＦｒｏｎｔＥｎｄＤＣ／
ＤＣＣｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ａ］．１８ｔｈＩＥＥＥＡｐｐｌｉｅｄＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．ＭｉａｍｉＢｅａｃｈＵＳ，２００３：１０９５～１０９９．［４］
ＤｉｌｌｍａｎＤＬ．Ｈｏｌｄ－ＵｐＴｉｍｅＥｘｔｅｎ－ＪａｎｇＹ，ＪｏｖａｎｏｖｉｃＭ，
ｓｉｏｎＣｉｒｃｕｉｔｗｉｔｈＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＭａｇｎｅｔｉｃｓ［Ａ］．２０ｔｈＩＥＥＥＡｐ－ｐｌｉｅｄＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．ＡｕｓｔｉｎＵＳ，２００５：１９～２２５．
［５］ＤｉｘｏｎＬｌｏｙｄ．ＯｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎｔｈｅＤｅｓｉｇｎｏｆａＨｉｇｈＰｏｗｅｒＦａｃ－
ｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎＳｗｉｔｃｈｉｎｇＰｒｅ－ｒｅｇｕｌａｔｏｒ［Ｒ］．ＴｅｘａｓＵＳ，ＴＩ１９８９．Ｃｏｍｐａｎｙ，
图６两种电路维持时间测试波形（１０ｍｓ／格）
在断电时，将电路改成所提出的控制方式，实验
波形如图６ｂ所示。此时测得Ｔｈ达到了５１ｍｓ。在实际的整流模块电路中，市电输入侧还有一个串联继电器，目的是在发生市电断电和过压／欠压
\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"\"上接第３页时刻电流响应无冲击，稳定性很好。
７
结束语
精确、稳定、同步性高的ＰＷＭ脉冲发生器和上
层功率控制策略对于背靠背四象限ＶＳＣ的正确、高效率的运行起着关键作用。采用反馈线性化控制方法，设计了非线性解耦的定直流电流电压、定有功无功功率控制系统。同时，使用ＦＰＧＡ实现了ＳＶＭ脉冲发生器。实验结果证明，控制系统可以稳定、快速地控制背靠背四象限ＶＳＣ双向传输功率，提高其性能和效率。
参考文献
［１］韩英铎，严干贵，姜齐荣，等．信息电力与ＦＡＣＴＳ及
ＤＦＡＣＴＳ技术［Ｊ］．电力系统自动化，２０００，１９：１～７，２０．
图６实验波形
孙力，崔乃政，等．空间矢量脉宽调制方法的研［２］杨贵杰，
究［Ｊ］．中国电机工程学报，：２００１，２１（６）７９～８０．［３］
：ＳｉｄｏｒｉＡ．ＮｏｎｌｉｎｅａｒＣｏｎｔｒｏｌＳｙｓｔｅｍ，３ｒｄ．［Ｍ］．Ｌｏｎｄｏｎ（ＵＫ）Ｓｐｒｉｎｇｅｒ－Ｖｅｒｌａｇ，１９９４．
刘文华，严干贵，等．多电平逆变器的通用空间矢［４］宋强，
量调制算法［Ｊ］．清华大学学报（自然科学版），２００４，４４（：７）８８８～８９２．
ｕａ的响应波形，图６ｃ为ｑｓ２由０跃变为－１５ｋＶａｒ时
装置在参ＶＳＣ２侧ｉａ和ｕａ的响应波形。由波形可见，
考有功功率跃变时电流以零相位快速跟踪电压变化；装置在参考无功功率跃变时电流以落后９０°快
跃变速跟踪电压变化；电流的响应时间约为１０ｍｓ；
８
因篇幅问题不能全部显示，请点此查看更多更全内容