扩频通信第4章1

4.1直接序列扩频通信系统

直接序列扩频通信系统，又称为“平均”系统或伪噪声系统。它是目前应用较为广泛的一种扩频通信系统。

4.1.1直接序列扩频信号的产生

直接序列扩频信号是采用直接序列调制的方法产生的。直接序列调制就是用高速率的伪随机码序列与信息码序列模2加（或伪随机码波形和信息码波形相乘）后产生的复合码序列（复合码波形）去调制载波。一般情况下直接序列调制均采用PSK调制方式，而较少采用FSK或ASK。由调制理论知，在PSK、FSK和ASK三种调制方式中，PSK信号是最佳调制信号，即在其它条件相同的情况下，采用PSK方式系统的误码率最低。为了节省发射功率和提高发射机工作效率，通常采用抑制载波的二相平衡调制方式。采用平衡调制的另一优点是在电子对抗中，对方使用常规接收机检测载波比较困难，从而提高了系统抗侦破的能力。所以直接序列调制一般都采用二相平衡调制方式。图4-1给出了直接序列扩频通信系统的原理方框图和扩频信号传输示意图。

(9) 中频 (6) (7) 伪码 (2) 模2 (3) 高频 (8) (4) 发射机 相关器 调相器 解调器 发生器 加法器 放大器 放大器 数据

(5) (1) 收信 伪码 载波 载波 射频 数据 时钟源调相器 VCO 跟踪 本振 发生器 振荡器

码跟踪 码捕获 时钟源 误差 及跟踪

收信机 发信机

(a)

0 (1) 信息数据 1

1 0 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 0 0 0 1 1 0 0 1 1 1 1 0 0 (2) 扩频码序列 1 0 1 0 1 1 1 0 0 1 0 1 1 1 1 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1 (3) 复合码序列  0  0    0 0  0               发载波相位

 0  0    0 0  0  0 0 0   0 0     0 0 (5) 收载波相位 中频相位 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0             

(7) 解调后的数据 0 1

   0 0  0  0 0 0   0 0    0 0  0   0 (8) 混频前干扰相位

(9) 混频后干扰相位 0  0 0  0   0  0 0  0 0 0 0  0  0  0  0

(b)

图4-1 直接序列扩频通信系统方框图和扩频信号传输示意图

(a) 直扩系统方框图；(b) 直扩信号传输示意图

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直接序列扩展频谱信号的产生及其解扩过程，在第1章和第2章中已作了深入的讨论，在此不再重复。下面对图4-1作一简单解释。在解扩过程中要求扩频

ˆ)，这由扩频码同步捕获及跟踪电路来完成，这部码同步，即c(tTd)cr(tTd分我们将分别在第6章和第7章中详细讨论；解调时所需的相干载波通过载波跟踪环路来提取，在第5章中作进一步的介绍。

在图4-1(b)中，(1)~ (4)表示发射端扩频调制过程中各点的信号示意图；(5)~ (7)表示接收机解扩解调过程中各点信号示意图；(8)~ (9) 为干扰信号通过相关器前后的变化情况。干扰信号(8)经相关处理后仍为带限信号，示意图参见(9)。因为干扰信号与接收机中本地参考扩频码序列不相关（或相关性很小），所以在相关处理过程中，其功率谱与本地扩频码的功率谱在卷积积分后而被展宽了频带，降低了功率电平。卷积后的宽带干扰信号经中频窄带带通滤波器滤波后，干扰信号的大部分功率被滤除，使得进入解调器的信号功率和干扰功率之比提高了，因而干扰信号对信息解调的危害减轻了，中频滤波后的频谱示意图如图4-2所示。 解扩后的有用信号

中频滤波器带宽2Bb

干扰电平 白噪声电平

f

2Rc fi

图4-2 接收机中频滤波器输出信号频谱示意图

4.1.2伪随机信号的调制与混频

直接列扩频通信系统信息的传输，是把信息信号调制在伪随机码序列中，再通过对载波的调制来实现传输的。因此在直接序列扩频通信系统中，常常需要对伪随机码序列进行调制、变频（混频）等处理，所以我们有必要对这些问题作一简要的讨论。

首先，我们来讨论一种常用的抑制载波的双边带平衡调制。设频率f0的载波为Acos2πf0t，调制信号为m(t)，则抑制载波的双边带平衡调制波为

f(t)Am(t)cos2πf0t (4-1)

式中： A——载波幅度；

f0——载波频率。

如果作二相移相键控调制时，调相波可表示为

f(t)Acos2πf0tkpm(t) (4-2)

式中kpm(t)是调相波的相位偏移，kp是比例常数，也称为调制常数，kpm(t)max为调制指数（即对应载波的最大相位偏移）。在二相PSK调制中，调制信号m(t)是二进制码序列。若规定二进制码序列m(t)取“0”时，相移kpm(t)π00；

m(t)取“1”码时，kpm(t)π，则有

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当m(t)取“0”时Acos2πf0tf(t)

Acos2πft当m(t)取“1”时0显然，这样一个调制信号可等效为一个只取1的二值波形函数对载波进行抑制载波的双边带振幅调制信号，也就是平衡调制信号。对于直接序列扩频调制而言，调制信号为扩频码c(t)，若规定c(t)的取值为1时，式(4-2)成为

f(t)Ac(t)cos(2πf0t) (4-3)

式中

{ci}取“0”时1当二进序列 (4-4) c(t)1当二进序列{c}取“1”时i实际上，式(4-3)就是直接序列扩频调制产生的2PSK信号的表达式。只要c(t)本身不含有直流分量，平衡调制就抑制了载波。但对这种信号，接收端为了从收到的已调波中恢复出调制信号，必须要准确地恢复载波分量。此外，载波频率必须远远地高于调制信号中有用信号的最高频率，否则，会发生频谱的交叠，产生折叠噪声，使传输信号的质量（输出信噪比）下降，参见图4-3。事实上，在频谱搬移过程中产生的频谱折叠，折叠过来的那部分叠加在未折叠的部分上，见图4-3(b) 中的阴影部分，使信号频谱的结构发生了变化，见图4-3(c)。所以折叠过来的那部分频率分量不仅是有用信号能量的损失，使信号产生失真，而且对有用信号产生了干扰，这一点可以从图4-3中清楚地看出来。可以毫不夸张地讲，传输系统中出现的任何不理想情况，都将造成传输信号质量的下降。

+ f f f f f0 0 0 0 f0+fM f0 f0+fM f0 0 fM (a)

(b) (c)

图4-3 频谱折叠示意图

(a) 基带信号的频谱；(b) 调制后的频谱；(c) 图(b)的等效

从频谱的观点来看，调制的结果就是把调制波的频谱搬移到了f0。因此只要知道了扩频码信号c(t)的频谱Sc(f)和被调制的载波频率f0，就可以知道被扩频码信号平衡调制后已调信号的频谱了。图4-4给出了直接序列调制前后信号频谱的示意图。

Sc(f±f0)

平衡 f0 混频器 f0 载波输入 双相调制输出

Sc(f)

伪码序列输入

0

图4-4 直接序列调制前后的信号频谱示意图

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在图4-4中，载波f0被扩频码序列c(t)平衡调制后，把扩频码的频谱Sc(f)搬移到f0上，调制后的信号频谱为Sc(ff0)。

下面再来考虑接收端混频的情况。在扩频接收机中，信号的混频过程也就是信号的相关解扩过程，所以用来作为混频的接收本地参考振荡信号不再是一频率单一的正弦波，而是一受本地参考扩频码cr(t)调制的已调信号。这样扩频接收机的混频就是两已调信号的混频。混频的过程是参与混频的两个信号相乘的过程。如果参与混频的两个信号分别是A1d(t)c(t)cos2πf0t1与

A2cr(t)cos2πfrt2相乘，考虑只取差频项，并设和频项被滤除，则有

1A1A2d(t)c(t)cr(t)cos(2πfIFt) (4-5) 2Ac(t)cr(t)d(t)cos(2πfIFt)式中： fIFfrf0——中频频率，fr和f0分别为收端本振和发端载波的频率；

21——相差，2和1分别为本地载波和发端载波的初相； d(t)——被传输的信息信号； c(t)——发端的扩频码；

cr(t)——收端本地参考扩频码。

当两个二进制扩频码波形c(t)和cr(t)完全相同，即c(t)与cr(t)具有相同的结构和周期(即码长相等)、码元同步且相位完全相同时，我们有

c(t)cr(t)1 (4-6)

若(4-6)式成立时，混频器的输出信号就是被解扩的但含有信息的中频带通信号。因为在扩频通信系统中，输入已调波信号中包含有信息信号d(t)，即

2πf1t1，扩频码已经和待传输的信息码实现了波形相乘，f1(t)A1d(t)c(t)cos它载有待传送的信息，而本地的参考信号f2(t)A2cr(t)cos2πfrt2中无信息信号，因此它们之间有相移。两个周期相同、码相位同步的调相信号混频的结果，是混频器输出信号中不再包含有扩频码c(t)，即扩频信号被解扩了。而把由信息信号确定的相移仍保留在中频信号中，混频器的输出仍为调相波。所以在分析和设计混频器时，需要注意相位。混频的过程不仅仅是两个输入载波相乘进行外差的过程，而且还是两个扩频码信号c(t)和cr(t)相乘的过程；或者说混频的作用不仅是完成信号频谱从射频到中频的搬移，而且还完成了信号的频带压缩——扩频信号的解扩。由于c(t)和cr(t)只取“-1”或“+1”，它们的相乘等效于序列ci和

cri（它们均取值1和0）的模二加。

4.1.3 直接序列扩频信号的频谱特性

由信号分析的理论可知，射频信号的频谱结构是由调制信号的频谱结构和系统所采用的调制方式决定的。在直接序列扩频系统中，调制方式通常采用PSK调制，PSK信号可等效为抑制载波的双边带调幅信号。

在第3章中，我们已经知道，扩频用的伪随机码c(t)的功率谱密度函数是由一系列的(f)函数组成，这些(f)函数位于fk/(NTc)kRc/N（k=0，1，2，„„N-1）处，这里Tc1/Rc是伪随机码的码元宽度，Rc是伪随机码的比特速率，N是伪随机码的周期（长度）。(f)函数的冲击强度所组成的包络是

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sinx/x2型的。频谱密度函数的第一个零点在伪随机码的比特速率Rc处，参见

图4-5。

Sd(f) -Rb 0 Rb (d)

d(t) +1 -1 Tb=NTc t (a) c(t) +1 -1 Tc c(t)d(t) +1 -1 Tc Tb=NTc t t (b) (c) Sc(f)*Sd(f) Sc(f) f 0 Rc/N Rc f f 0 Rc (e)

Sc(f±f0)*Sd(f) (f)

f f0-Rc f0 f0+Rc

(g)

图4-5 伪随机码平衡调制过程及频谱示意图

(a) d(t)的波形；(b) c(t)的波形；(c) c(t)d(t)的波形；(d) d(t)的功率谱；

(e) c(t)的功率谱；(f) c(t)d(t)的功率谱；(g) c(t)d(t)cos(2f0t+1)的功率谱

由信号分析理论知，时域两信号波形乘积的功率谱密度函数等于两信号功率

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谱密度函数在频域内的卷积积分。信息码d(t)和扩频码c(t)在时域波形相乘d(t)c(t)(或序列模2相加{di}{ci})所组成的复合码，其功率谱密度函数等于d(t)的功率谱密度函数Sd(f)和c(t)的功率谱密度函数Sc(f)在频域内的卷积积分，参见图4-5(f)。复合码功率谱密度函数Sc(f)Sd(f)的包络是sinx/x型的，

2根据(f)的取样性质我们可以得出，原来扩频码功率谱密度函数中的(f)函数由信息码的功率谱密度函数代替，Sc(f)Sd(f)的第一个零点在扩频码的比特（切普）速率Rc处。由此可知，复合码的频谱必然有一个主瓣带宽，其第一个零点在扩频码的时钟速率处。具体产生过程可以形象地用图4-5表示。

图4-5 中(a)为基带信息码d(t)的波形；(b)为扩频码c(t)的波形，RcNRb,Rb为信息码的码速率（图中N7）；(c)为c(t)和d(t)相乘的波形；(d)为基带信息码d(t)的功率谱密度函数Sd(f)；(e)为扩频码c(t)的功率谱密度函数Sc(f)；(f)为

Sc(f)和Sd(f)在频域中的卷积积分Sd(f)Sc(f)。信息码与扩频码之复合所得信号再对射频载波作平衡调制，在频域上即把Sd(f)Sc(f)的频谱搬移到载波频率f0上，如图4-5 (g)所示。

图4-5和前面所述直接序列扩频信号的功率谱都是理论上的。信号的功率谱是统计平均量，是长时间（理论上是无限长时间）统计平均的结果。在工程技术上采用频谱分析仪观测直接序列扩频信号的频谱，看到的仅是观测时刻前一段时间（很有限的一段时间）的统计平均，这实际是将被观测的信号分成若干时间段，对每一时间段的信号都看作是周期信号的一个周期来处理，因而在频谱分析仪上看到信号的功率谱是离散谱。由于扩频码的伪随机性和信息码的随机性，被划分的各时间段的信号是不相同的，因此出现在频谱分析仪上的任何一根谱线的都是

2随机的，所以直接序列扩频信号的频谱图形就好象是包络是sinx/x型的噪声一样，而并非像图4-5中所示的那样理想。

信息信号d(t)的频谱被搬移到频率为Rc/N，2Rc/N，„，(N1)Rc/N的伪随机码的离散谱线处。d(t)的带宽为Rb（单边），由于将非周期信号d(t)看作是周期信号，在频谱分析仪看到的d(t)的功率谱也是离散谱，频谱由基波fRb和谐波2Rb，3Rb„组成。信号的功率谱呈sinx/x型，由于RcNRb，频谱图

2中的谱线间隔Rb正好等于扩频码的重复速率Rc/N。例如，使用一个速率为1Mb/s，码长N=1023的扩频码，则每秒将重复1106/1023≈977次，因此已调信号谱线间隔就是977Hz。

直接序列扩频系统中通常采用平衡调制器作为载波调制器，载波平衡对称输入，能抑制载波，如图4-6所示。对载波作平衡调制，获得载波被抑制的宽带频谱信号发射。

在实际工程技术上，由于平衡调制电路中元件和参数的不对称或不平衡，使输入信号的幅度不是完全相等或两个反相载波的相位不是严格地等于0和，而出现载波泄漏的现象，输出的信号不再是理想的载波被抑制的信号，反映在频谱上，就是在输出信号的频谱中有载波分量的出现。

载波抑制程度决定于调制器的平衡性，载波抑制度最好与扩频处理增益大体相当，一般以20~60dB为宜，使载波频率谱线完全湮没在宽带信号频谱中。平衡调制器不平衡，载波抑制不好，在载波频率点有明显的尖峰谱，不仅浪费发射功率，还会失去扩频信号的隐蔽性。在接收机中，对有用信号来说，泄露的载波

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是一个同频同相的窄带干扰信号，关于同频同相窄带干扰的问题，我们在第2章中已作了详细的分析。

c(t)cos(2f0t) cos(2f0t) c(t)

图4-6 平衡调制器原理电路示意图

另外，作为扩频序列的伪随机编码信号，如果在一个周期中的“1”码元数和“0”码元数不一致，即序列不平衡，也会造成载波抑制不好，这同平衡调制器中元件和参数不对称造成的结果是一样的，在载波频率处会形成明显的频谱尖峰。在第3章3.5.4节中讨论Gold序列的平衡性时，我们已经指出了这一点，事实上，序列的不平衡，反映在频谱特性中就是存在有直流分量，序列的平衡特性越差，直流分量越大，通过调制后，基带信号中的直流分量反映在已调信号的频谱中，就变成了已调信号中的载波分量。

A A′

n(t)=0 n(t)= (a)

A-A′ A

(b) Asin+A′sin A′

A

( ) 

(c)

图4-7 双相平衡调制矢量图

(a) 理想情况；(b) 载波振幅不理想(c) 载波相位不理想

图4-7给出了一个调制器输出的信号矢量图，输入伪随机码波形为-1和+1时的相位n(t)。当-1和+1平衡、两个反相载波的相位严格等于0和时，合成信号的载波输出为零，如图4-7(a)所示。当两个相位载波的振幅不相等时就造成A与A的不平衡，如图4-7(b)所示。当两载波的相位差小于时，见图4-7(c)。载波抑制度可用低于所需输出的分贝数表示：

BdB (4-8) V10lgAsinαAsinβ式中： B——正确输出时信号的振幅(即在AA，0)；

A——0时信号的振幅； A——π时信号的振幅； ——A的相位偏移； ——A的相位偏移。

如前所述，直接序列扩频通信系统中要求载波抑制度一般在20~60dB之间，

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最好选择载波抑制度不小于接收系统的处理增益。这是从反侦察(或抗截获)和抗窄带瞄准式干扰方面而言的。

在一个实际系统里，由于用码序列来驱动平衡调制器，电路中码的对称性比载波的平衡性更难实现。由于码不平衡，在其频谱中有直流分量出现，这就使平衡调制器输出的扩频信号中载波信号不能得到很好的抑制。由于平衡调制器输出信号中有载波分量的泄漏，使得输出频谱中不仅有扩频码平衡调制信号，而且还有寄生的调幅信号。

为了得到良好的载波抑制，平衡调制器输出信号必须把对应为“1”码元信号和对应为“0”码元信号加权到同一个值，即使得

Aτ10G1tdtAG0tdt (4-9)

τ1τ2式中：G1(t)是对应“1”码元信号的包络，G0(t)是对应于“0”码元信号的包络。此外，周期10,21和振幅A,A必须各自相等。然而由于伪随机码发生器输出信号的上升和下降时间不可能完全一样，而且随工作环境的变化而变化，如工作温度的变化，两者的变化规律也不能完全保持一致。因此，在设计时要注意，无论平衡调制器多么好，都应注意码的平衡性。如果使用Gold码，必须注意选用平衡Gold码，否则就不能良好的抑制载波。

包含有载波泄露的扩频信号进入接收机后，对采用相干解调的接收机来说，未被抑制的载波将影响接收机的载波提取，进而影响解调器的正常工作，使接收系统的性能下降，关于这一点我们将在第5章中详细讨论。

对扩频发射机来说，扩频序列编码时钟的泄漏也需要特别注意，泄漏的扩频序列编码时钟会对扩频信号产生寄生调幅的现象，同样会形成窄带干扰，造成发射功率浪费和失去扩频信号的隐蔽性。

载波和码时钟泄漏对系统工作将产生一些不良影响。在发射机里，最重要的影响在于，输出扩展频谱信号中有一些稳定的、易于被检测出来的信号。这就失去了扩展频谱信号隐蔽的特点，同时浪费了发射功率。在接收端，未被抑制的载波分量，作为窄带干扰信号进入接收机，增加了系统内部的干扰，这是工程技术上应注意避免的。

4.2 直接序列系统中几个主要参数的讨论

4.2.1直接序列系统中射频带宽的考虑

直接序列扩频系统中射频带宽直接影响系统的性能，系统的带宽和传送的信息速率决定了系统的扩频处理增益，也决定了系统的抗干扰能力。对于直接序列扩频系统的射频带宽，通常我们只考虑功率谱主瓣的宽度。当调制信号为非归零

2码时，信号功率谱密度函数的包络是sinx/x型的，主瓣的带宽(单边)为R，主瓣的3dB带宽(单边)为0.44R，R为调制信号码的比特速率。在任何情况下，直接序列扩频系统的射频带宽都几乎严格地是扩频码比特速率的函数。在采用PSK

2方式时，直接序列扩频信号的功率谱密度函数是sinx/x型的伪噪声谱，系统的射频带宽为2Rc，Rc为伪随机码比特速率。

图4-7给出了sinx/x型功率谱密度函数中功率的分布情况。图中画出了在

2等于码比特速率3倍的范围内前两个旁瓣的相对幅度。在sinx/x型功率谱中，

2 84

总功率的90%包含在等于2倍码比特速率的带宽内（Rc~Rc）；总功率的95%包含在等于4倍码比特速率的带宽内（2Rc~2Rc）；总功率的96.7%包含在等于6倍码比特速率的带宽内（3Rc~3Rc）。

功

率

的

百

分 数

带宽/比特速率

图4-7 sinx型频谱中功率的分布 x2

如果我们取功率谱主瓣作为扩频信号的带宽时，信号的功率损失较小，只有包含在旁瓣中10%的功率被损失掉了。但是信号能量的损失并不是带宽限制的唯一结果，旁瓣中丰富的高频分量来自调制信号陡峭的上升沿和下降沿。因此假如过分地限制射频带宽就等于限制了调制信号（扩频伪随机码）的上升沿和下降沿，这将使伪随机码尖锐的三角形相关函数顶峰变得圆滑，这将影响系统的抗干扰性能。图4-8给出了带宽受限对扩频伪随机码序列波形和相关函数的影响。图中BRF为射频滤波器的带宽。

BRF>>2/Tc BRF≈2/Tc BRF≈1/Tc

(a) 2Tc 2Tc BRF<2/Tc BRF>>2/Tc

(b)

图4-8带宽受限对信号波形及相关函数的影响

(a) 不同带宽时对信号波形的影响；(b) 带宽受限对相关函数的影响

综合前面几个因素，在确定直接序列带宽时，必须考虑功率损失、处理增益和信息信号的速率及系统抗干扰能力的要求。特别是当直接序列信号用于测距系统中时，射频带宽受限的问题更显得十分重要，如图4-8(b)中相关函数的变坏会

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导致测距精度的下降。

4.2.2 直接序列系统的处理增益

直接序列系统的处理增益是伪码速率与信息信号速率的函数。这里所说的增益是指信号从信息带宽和射频带宽之间的变换而带来的信噪比的改善程度。

如果对直接序列系统中射频带宽与信息带宽之比值不加任何限制，则系统的处理增益可以无限制地增加，但实际上是不可能的。有两个参量可以用来调整处理增益：一个是信息信号的速率，它取决于奈奎斯特速率；另一个是射频带宽，它取决于所用伪随机码的速率。降低信息速率可以增加处理增益，但信息速率是由信源而不是由传输系统决定，信息速率不可能任意地减小，一旦信息速率下降到一定程度时，再进一步下降信息的速率，就不能在规定的时间将信息传送到接收方，失去了通信的意义。另一方面提高伪随机码速率可以增大处理增益，但伪随机码时钟速率不宜过高，因为伪随机码时钟速率越高，对伪随机码发生器电路的要求也越高，系统的工作频带也越宽，要求调制器和混频器在较宽的频带内保证一定的线性度，在工程上也是难以实现的。

另外，当扩频伪随机码的码速率不断增大，接收机输出的干扰电平不断下降，并将减小至与接收机热噪声电平相当时，这时若再进一步增大扩频伪随机码的码速率，并不能改善输出信号的信噪比。这时因为影响输出信噪比的主要因素已经不再是干扰信号的功率，而取决于接收机内部的热噪声了。

例如某系统射频带宽为100MHz，即伪随机码速率Rc=50Mb/s，信码速率

Rb=16kb/s，则处理增益为

50106bit/sGp10lgdB34.95dB

16103bit/s若接收机可能受到的最大干扰信号电平为-93dBm，接收机输出的干扰信号电平为

-93-34.95dBm= -127.95dBm

接收机输出的热噪声电平为

10lg(kTB)dBm128.78dBm

上式中k＝1.381023J/K为玻尔兹曼常数；T＝300K为接收机的工作温度（绝对温度）；B＝16×2 kHz为接收机的等效噪声带宽（解扩后信号的带宽）。

若把带宽提高到200MHz，则Gp37.95dB，这时接收机输出的干扰信号电

平为-130.95dBm。输出的干扰信号电平和接收机的热噪声电平已大致相等，若再进一步提高系统的处理增益，输出信号的信噪比不会明显改变。

若把带宽提高到400MHz，即伪随机码速率再增加一倍时，处理增益增加了3dB，接收机输出的干扰信号电平成为-133.95dBm。输出的干扰信号电平已比接收机的热噪声电平小5.17dB，这时影响输出信号信噪比的主要因素已不再是干扰信号了。如果把增加3dB的处理增益和目前技术条件下电路工作速率加倍而花费的努力相比，在系统的性能并未改善多少的情况下，是得不偿失的。 如果保持扩频码的速率仍为50Mb/s不变，而降低信息比特率，效果会更好一些。目前国内外在开展语音数码压缩技术的研究，如线性预测编码，矢量量化编码，语音识别技术等，将会使信息比特率大大降低。如将信息码速率Rb从16kb/s压缩到2.4kb/s，则处理增益为

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50106bit/sGp10lg43.19dB 32.410bit/s可见基带信号的码速率下降后获得8.24dB的好处。降低信息速率比增加伪码速率更有利，这要在系统设计时综合考虑。由于信息速率的降低，接收机中解调器的带宽相应地减小为B＝2.4×2 kHz，接收机输出的热噪声电平为

10lg(kTB)dBm120.54dBm

在接收机输入干扰信号电平不变的情况下，输出的干扰信号电平为

-93-43.19dBm= -136.19dBm

可看出，在此情况下，影响系统输出信噪比的主要因素还是干扰信号，此时提高扩频码的速率对系统的抗干扰性能会有进一步的改善。

4.3 直接序列系统中信息的发送

到目前为止，我们很少谈到扩展频谱系统中信息信号传输方法的问题。如果没有具体传输信息信号的方法，则任何通信系统都没有存在的必要。下面我们专门讨论一下适合于直接序列扩频系统传输信息信号的技术。

4.3.1 信息的FSK调制

在扩展频谱通信系统中一般不采用振幅调制的调制方式，这是因为调幅信号易于解调，不利于信息的保密，且调幅信号的抗干扰能力较差。图4-9给出了一种信息-FSK/扩频码序列-PSK的扩频原理方框图，它是一种可用的调制方案。

已调信号 信息 频率 平衡

调制器 调制器

射频载波 扩频码

图4-9 信息-调频/直接序列-调相方框图

在这种方案中，信息信号先对射频载波进行频率调制，然后用扩频伪随机码对已调载波再进行相位调制。所以这种系统输出的扩频信号的功率谱包络为sinx/x2型，包络内的谱线位置随着调制载波的信息频率而偏移，合成的信号是信息-FSK调频/扩频码序列-PSK的信号，其时域表达式为

s(t)Ac(t)cos2πf0d(t)Ft0 (4-10)

式中， c(t)——扩频伪随机码，取值+1或-1，码速率为Rc；

A——载波振幅；

f0——载波中心频率；

d(t)——信息码，取值+1或-1，码速率为Rb； F——最大频偏； 0——载波初相位。

若对该信号进行平方处理，则产生2倍频项

11s2(t)A2A2cos2π2f02d(t)Ft20 (4-11)

22(4-11)中的第2项中是已经解扩的带有全部调制信息的信号，由于这个原因，

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对于有一定保密要求的扩展频谱通信系统，这种方案是不可取的。

4.3.2 信息的PSK调制

在直接序列扩频通信系统中，较常用的方案是用信息码对射频载波进行相移键控调制，然后再用扩频伪随机码对已调载波进行相移键控调制，合成的信号是信息-PSK/扩频码序列-PSK的信号。

这种方案可等效为将信息码序列和扩频伪随机码序列模2加（或波形相乘），形成的复合码对射频载波进行PSK调制。一些文献中把这种方案称为码变型（反转）相移键控调制。形成的复合码是由扩频伪随机码及其反相码组成，当信息数据流中出现“0”符号时，输出的复合码为扩频伪随机码，当信息数据流中出现“1”符号时，输出的复合码是扩频伪随机码的反相码。即每当信息数据流中出现0-1的变换时，输出的复合码中的扩频伪随机码反转码的符号（相对于前一个信息比特，扩频伪随机码序列的1变成0，0变成1），图4-10给出这种码变型的原理方框图及波形。

码序列

发生器 时钟 信息⊕伪码

模2加

信息 触发器 数据

(a) (b) (c) (d)

图4-10 码变型原理方框图及波形

(a) 扩频伪码序列；(b) 时钟调整前的信息数据；

(c) 时钟调整后的信息数据；(d) 信息数据与扩频伪码模2加

这里我们必须强调一点，输入到码变型器的信息信号必须是数字信号，并且在与扩频伪随机码序列模2相加之前，要用伪随机码的时钟将数字信号的比特速率重新调整，以保证由信息引起的伪随机码反转只能在伪随机码序列的0与1跳变时刻才出现。这种码变型的信息调制方法，对于不知道系统所用伪码序列c(t)特性的侦察者来说，即便侦察到是信息与伪随机码模2相加后的合成信号，要从中解调出信息也极为困难。

4.3.3 QPSK调制

在一般数字通信系统中，利用QPSK的目的是节省频谱，即在相同发射功率的条件下，要得到与BPSK相同的误码率，所需传输带宽可节省一半。但在扩频系统中，有时候带宽的利用率并不是最重要的，这时利用正交调制的原因是由于

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在低概率检测的应用中它更难于检测，且正交调制对某些类型的干扰不敏感。

(1) 信息-BPSK/扩频码序列-QPSK

图4-11给出了信息-BPSK/扩频码序列-QPSK扩频系统方框图。图4-11(a)所示为扩频系统发端方框图，其中数据d(t)采用PSK调制方法，功率分配器将输入信号的功率在两个支路中均分，送入正交支路的信号经移相器相移90o。

I(t) ˆ) c1r(t-TdAd(t)cos(2f0t) 2cos(2frt+r) d(t) 功率 z(t) c1(t) 数据 分配器 o s(t) s(t-T) d90BPSK 功率 中频 输出 解调器 滤波器 分配器 移相器 90o 2sin(2frt+r) 2Acos(2f0t) 移相器 ˆ) c2r(t-Td

Ad(t)sin(2f0t)

Q(t) c2(t)

(a) (b)

图4-11 信息-BPSK/扩频码序列-QPSK直扩系统方框图

(a) 发射端方框图；(b) 接收端方框图

信息-BPSK/扩频码序列-QPSK调制器的输出为

s(t)Ad(t)c1(t)cos(2πf0t)Ad(t)c2(t)sin(2πf0t)sI(t)sQ(t) (4-12)

式中c1(t)和c2(t)分别为同相支路和正交支路的扩频码，两扩频码的码速率相同但码结构不同，取值为±1。在设计时我们取c1(t)和c2(t)的码速率是同步的并且相干（由同一时钟源驱动），c1(t)和c2(t)彼此独立。可以看出，(4-12)式中两个正交项的功率谱与前面给出的BPSK信号的功率谱的形式是相同的，所以信息-PSK/扩频码序列-QPSK信号的功率谱等于同相信号功率谱与正交信号功率谱的代数和，这可以通过计算s(t)信号的自相关函数来得到验证。根据自相关函数的定义

Rs()Es(t)s(t)EsI(t)sQ(t)sI(t)sQ(t) (4-13)

RsI()RsQ()EsI(t)sQ(t)EsI(t)sQ(t)由于sI(t)和sQ(t)中的扩频码是彼此独立的，载波是正交的，所以式(4-13)中的后两项等于0。

图4-11(b)所示为信息-PSK/扩频码序列-QPSK扩频接收机方框图。其中中频滤波器的中心频率为fIF，其带宽为2Rb(Rb为信息信号的码速率)，已调信号

d(t)cos(2πfIF)可以不失真地通过中频滤波器。混频后同相支路的信号I(t)和正交支路的信号Q(t)分别为（仅考虑差频项，和频项不能通过中频滤波器可忽略）

Aˆ)cos(2πf)I(t)d(tTd)c1(tTd)c1r(tTdIF2 (4-14)

Aˆ)sin(2πf)d(tTd)c2(tTd)c1r(tTdIF2

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Aˆ)sin(2πf)d(tTd)c1(tTd)c2r(tTdIF2 (4-15)

Aˆ)cos(2πf)d(tTd)c2(tTd)c2r(tTdIF2式中， r0——相差，r为本振信号的初相，0为接收信号的初相；

Q(t)Td——传播延迟。

式(4-14)和(4-15)中的系数1/2是由于功率分配器将输入信号的功率均分所带来的。如果接收机的扩频码已取得同步，即

ˆT Tddˆ)c(tT) c(tT1rd1dˆ)c(tT) c2r(tTd2d那么

ˆd)c2(tTd)c2r(tTˆd)1 c1(tTd)c1r(tT因此扩频信号被解扩。解扩后的有用信号可以通过中频滤波器，而式(4-14)中第2项（宽带信号）和式(4-15)中第1项（宽带信号）的大部分能量在加法器中相互抵消，可忽略其造成的影响，于是

z(t)2Ad(tTd)cos(2πfIF) (4-16)

由(4-16)式可见，数据信号d(t)可以无失真地通过中频滤波器，z(t)信号经解调后即可恢复原始的信息信号d(t)。

在实际工程中，当d(t)的码速率较高时，已调信号d(t)cos(2πf0t)的带宽较宽，对一宽带信号进行移相90o而不产生失真是比较困难的。图4-11(a)中的90o移相器对宽带信号中所有频谱分量的信号都移相90o，这在工程上是比较难实现的，通常采用两路BPSK调制的方式来代替，参见图4-12。

Ad(t)cos(2f0t) d(t) Acos(2f0t) c1(t) s(t) 90o

相移 Ad(t)sin(2f0t)

c2(t)

图4-12 一种信息-BPSK/扩频码序列-QPSK调制方法

在采用图4-12所示的调制方法中，要注意同相支路和正交支路元器件的选取尽量保证一致，否则因两路元器件参数的不一致，造成输出信号幅度的差异，使得合成信号中的同相信号和正交信号幅度不同而产生寄生调幅的现象。

(2) 平衡QPSK直接序列扩频系统

平衡QPSK直接序列扩频系统方框图参见图4-13。发端方框图如图4-13(a)所示，串并变换电路将输入的基带数字信号分为奇偶两路后分别送入同相和正交支路对载波进行调制，由图4-13(a)可见，发射机输出的信号s(t)为

s(t)Ado(t)c1(t)cos(2πf0t)Ade(t)c2(t)sin(2πf0t) (4-17)

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d (t)

do(t) I(t) c1(t) Acos(2f0t) 串并 变换 90 移相器 Asin(2f0t) c2(t) de(t) oˆ) c1r(t-Td2cos(2frt+r) s(t) z(t) s(t-Td) 功率 分配器 90 移相器 2sin(2frt+r) o中频 滤波器 QPSK 解调器 数据 输出

ˆ) c2r(t-TdQ(t) (a)

(b)

图4-13 平衡QPSK直扩系统方框图

(a) 发端方框图；(b) 收端方框图

由于在同相支路和正交支路中的调制信号do(t)和de(t)是由同一信源串并

变换而来，两路调制信号的码速率相同且是信息信号码速率的1/2，扩频码c1(t)和c2(t)的码速率是相同的，并且同相支路和正交支路输出的功率也是相同的，所以这种类型的调制方式叫做平衡QPSK调制。

平衡QPSK直接序列扩频系统接收机方框图如图4-13(b)所示。由图4-13(b)可得混频器输出的差频分量为（忽略和频分量）

Aˆ)cos(2πft)I(t)do(tTd)c1(tTd)c1r(tTdIF2 (4-18)

Aˆ)sin(2πft)de(tTd)c2(tTd)c1r(tTdIF2Aˆ)sin(2πft)Q(t)do(tTd)c1(tTd)c2r(tTdIF2 (4-19)

Aˆ)cos(2πft)de(tTd)c2(tTd)c2r(tTdIF2当接收机中的扩频码已获得同步时，式(4-18)中的第二项和式(4-19)中的第一项是宽带信号，大部分能量被中频滤波器滤除，可忽略其造成的影响，因而中频滤波器的输出为

AAz(t)do(tTd)cos(2πfIFt)de(tTd)sin(2πfIFt) (4-20)

22这个信号恰好是经过数据d(t)调制的中频QPSK信号，经QPSK数据解调以后即可恢复原始数据d(t)。

(3) 双通道QPSK直接序列扩频系统

另一种QPSK扩频调制解调方案如图4-14所示。其中同相支路和正交支路中信息信号d1(t)和d2(t)的码速率Rb1和Rb2可以不相同的，同样两支路中扩频码

c1(t)和c2(t)的码速率Rc1和Rc2也可以是不相同的。这种调制叫做双通道QPSK。其发射机输出的信号为

s(t)Ad1(t)c1(t)cos(2πf0t)Bd2(t)c2(t)sin(2πf0t) (4-21)

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